两种前级Boost,PFC变换器的比较研究

谢路耀,刘 枭,陈 怡

(1.浙江工业大学 信息工程学院,浙江 杭州 310023;2.浙江工业大学 之江学院,浙江 绍兴 312030)

为满足国际谐波规范要求,LED照明驱动器[1-2]常采用有源功率因数校正(Active power factor correction,APFC)技术[3-4]。随着功率等级的提高,LED照明驱动器对其内部功率器件的电压和电流应力的要求也越来越高。为解决应力问题,可采用更高电压和电流应力水平的功率器件,如SiC二极管[5-6],也可改进电路拓扑,如采用交错并联[7]方案。陈安钏等[8]对两种采用SiC二极管的Boost PFC变换器进行了总谐波失真(Total harmonic distortion,THD)与效率的性能比较。

鉴于实际应用中还需要考虑功率因数(Power factor,PF)、电感电流纹波、体积和成本等性能因素,聚焦中大功率的LED照明驱动器,笔者选择两种常用的前级Boost PFC变换器——采用SiC二极管的电流连续模式(CCM)的Boost PFC变换器[8]和采用Si二极管的交错并联临界模式(CRM)的Boost PFC变换器[7]进行性能比较。

图1(a)所示的LED照明驱动器的前级为采用SiC二极管的CCM Boost PFC变换器。它与传统的CCM Boost PFC变换器的区别仅在于续流二极管D采用了SiC二极管。相较于Si二极管,SiC二极管温度特性良好,耐压高,不仅具有更好的稳态和暂态特性,而且反向恢复时间和反向电流都更小,反向恢复时间不会随着温度升高而变化[6,9]。SiC二极管无须采用软开关技术以及复杂的控制方法,就能使传统的CCM boost PFC变换器性能获得大幅提升。图1(b)所示的LED照明驱动器的前级为采用Si二极管的交错并联CRM Boost PFC变换器。交错并联技术令开关管Q1和Q2错时分担电流ig[10]。CRM模式下,电感电流iL1和iL2在开关管Q1和Q2导通之前都会降到0,可实现Si二极管的零电流关断,减小Si二极管反向恢复特性对电路的影响。同时,开关管Q1和Q2能够实现零电流开通。

图1 两级结构的LED照明驱动器电路图Fig.1 Schematics of two-stage LED drivers

采用如图1(a)所示SiC二极管的CCM Boost PFC变换器,其电感电流iL的纹波ΔiL(t)表达式为

(1)

式中:d(t)为占空比;TS为开关周期。由式(1)可知:采用SiC二极管的CCM Boost PFC变换器的电感电流纹波会随着|vin(t)|和d(t)的变化而变化,变化情况如图2所示。采用如图1(b)所示Si二极管的交错并联CRM Boost PFC变换器的两电感电流相位相差180°,因叠加抵消的作用,总电感电流纹波Δig(t)不大于任一路电感电流纹波,理想电感电流波形如图3(a)所示。当占空比d(t)>0.5或<0.5时,总电感电流ig的波形会有所不同,如图3(b,c)所示。取L1=L2,Δig(t)的表达式为

(2)

图2 CCM Boost PFC变换器电感理想电流波形示意图Fig.2 Diagram of inductor current waveform of CCM Boost PFC converter

图3 交错并联CRM Boost PFC变换器电感 电流波形叠加示意图Fig.3 Diagram of superimposed inductance current waveform of interleaved CRM boost PFC converter

采用N(t)表示叠加总电感电流纹波与任一路电感电流波纹的比值[7],表达式为

(3)

由式(3)可知:全范围内N(t)≤1;当d(t)=0.5时,N(t)=0。在某些特殊时刻,交错并联CRM Boost PFC变换器的总电感电流纹波可为0。

根据交流输入电压90 V≤Vin≤277 V、输出功率480 W、PF>0.98以及THD<10%的技术指标,设计和制作了2个LED照明驱动器样机用于性能比较。2个样机都采用了相同的后级DC-DC变换器。但是,样机1的前级为采用SiC二极管的CCM Boost PFC变换器,开关频率为92 kHz,而样机2的前级为采用Si二极管的交错并联CRM Boost PFC变换器,具体如图4所示。样机前级部分的主要元器件清单如表1所示。

图4 480 W的LED照明驱动器样机照片Fig.4 Photos of two 480 W prototype LED lighting drivers

表1 样机前级部分的主要元器件清单Table 1 Main components devices of the pre-stage parts of the prototypes

样机在Vin全范围内所测得的主要电气性能数据如表2所示。样机在220 V交流输入时所测得的输入电压和电流波形图如图5所示。由表2和图5可知:两种样机不仅均满足设计要求,而且效率相近,均大于88%。样机1的输入电流谐波总体表现优于样机2。在交流输入电压范围的低压侧(如90 V和120 V),样机1的效率比样机2的效率低0.7%～0.8%;在交流输入电压范围的高压侧(如220 V和277 V),样机1的效率比样机2的效率低0.15%～0.2%。

表2 Vin全范围内样机的主要电气性能数据Table 2 Main electrical data of two prototypes within the whole Vin range

图5 样机的输入电压和电流波形图Fig.5 Input voltage and current waveforms of two prototypes

220 V交流输入时两样机的PFC电感电流波形图如图6所示,均与理论波形图相符。由图6可知:在480 W输出条件下,样机1的电感电流iL和样机2的总电感电流ig在工频下纹波表现相近,但在开关频率下样机2的ig纹波小于样机1的iL纹波。样机2在某些特殊时刻ig纹波约为0,这也与理论分析相符。

图6 样机的PFC电感电流波形图Fig.6 PFC inductor current waveforms of two prototypes

综上所述,两种样机的主要性能比较结果如表3所示。

表3 样机的主要性能比较

对采用SiC二极管的电流连续模式(CCM)的Boost PFC变换器和采用Si二极管的交错并联临界模式(CRM)的Boost PFC变换器进行了分析和设计,并基于LED照明驱动器样机对两者进行性能比较。实验结果表明:两种样机的电气指标均满足要求,前级为采用Si二极管的交错并联CRM Boost PFC变换器的样机2的效率略高,PFC输入电流纹波更小,可有效减小PFC电感总体积;前级为采用SiC二极管的CCM Boost PFC变换器的样机1的电路结构更简单,具有更好的PF和THD性能,可采用更小的EMI滤波器,样机总体积更小,成本更低。实际应用中,可根据具体需求,选择上述两种Boost PFC变换器作为LED照明驱动器的前级。

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